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可自動調整閾值的施密特觸發器

2015年07月03日  | Anthony Smith

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1938年,《科學儀器雜誌》發表了一種比較器電路的細節,它能將一個緩慢變化的輸入信號轉換為突變的輸出電壓信號。基於交叉耦合式熱電子管(cross-coupled thermionic valve)的這種電路是由美國科學家施密特 (O.H.Schmitt)所發明的。從那以後,施密特觸發器就成為許多信號處理電路中的一個重要構建模組。遲滯(hysteresis)——高電壓和低電壓閾值之差——是施密特觸發器工作時的固有特性。當輸入信號越過這兩個閾值時,電路可以抑制輸入信號中包含的雜訊,並產生頻率與輸入信號相同的矩形輸出信號。


不管你是用電晶體、運算放大器還是比較器實現施密特觸發器,你都需要確定所要求的遲滯和兩個閾值電壓是多少。如果你知道輸入信號的幅度以及可能包含的雜訊大小,那麼這個問題就很容易回答。然而,如果這些參數是可變的,或者很大程度上並不明確,那麼設置閾值以產生可靠的觸發就需要很高的技巧:太大的遲滯可能無法使輸入信號越過其中一個或兩個閾值;太小的遲滯電壓在輸入信號有大量雜訊的情況下又可能導致錯誤觸發。


圖1所示的範例可以解決這些問題。圖中的實現電路可以根據輸入信號的幅度自動調整觸發閾值。比較器IC1A和類比開關IC2B及電容C1組成正向的峰值檢測器(positive peak detector)。當輸入信號上升並超過比較器反相輸入端的C1中存儲的電壓時,比較器輸出將變為高電平,繼而使IC2B切換到原理圖中所示的位置。檢測器現在繼續對輸入信號採樣,並累加C1中存儲的電荷。當輸入信號下降並低於C1上的電壓時,開關將改變狀態,C1中存儲的電壓VU就成為了對應於輸入信號正向峰值的直流電平(DC level)。


圖1:自我調整的施密特觸發器
圖1:自我調整的施密特觸發器。

比較器IC1B、類比開關IC2C和電容C2組成了負向峰值檢測器。它的工作原理和上述正向峰值檢測器相同,只是採樣的是信號的負向峰值,因此C2中存儲的電壓VL就是對應於輸入信號負向峰值的直流電平。


R1、R2和R3組成的電阻網路為採樣電容中存儲的電荷提供放電路徑,並為最後的比較器IC4A設置上限閾值VTU和下限閾值VTL。電阻值的選擇原則是,使VTU稍小於VU,VTL稍大於VL。如果R1=R3,那麼按百分比計算的電壓差等於:


  電壓差=[R1/(2R1 + R2)] × 100% 


如果採用圖中所示的元件值,那麼VTU比VU小5%,VTL比VL大5%。這樣,閾值就能不斷地調整,以跟蹤輸入信號幅度和直流電平。比如疊加在2V直流電平上、峰峰值為1V的信號(也就是VU = 2.5V,VL = 1.5V)所產生的閾值將是VTU = 2.45V 和VTL = 1.55V。可以看出,遲滯電壓VH = VTU - VTL (本例為0.9V)總是稍低於輸入信號的峰峰值。


閾值電壓經IC3A和IC3B緩衝後饋入類比開關IC2A。為了理解電路的最後部分是如何工作的,我們可以假設IC2A處於圖中所示的狀態,因此閾值電壓VTU饋入比較器的反相輸入端,比較器非反相(non-inverting)輸入端的輸入信號從負峰值開始上升。數位輸出信號VOTU目前處於低電平。當輸入信號剛越過VTU的時刻,比較器輸出立即變高,致使IC2A改變狀態,將VTL饋入比較器的反相輸入端。這種正回饋——典型的施密特觸發器行為——確保了數位輸出信號的快速完全切換。緩衝器IC3A和IC3B是很有必要的(特別是在高頻時),它可以在IC2A改變狀態時防止IC4A反相輸入端的雜散電容造成VTU 和VTL的像差(aberration)。


圖2圖3的示波器波形展示了使用比較器IC1和IC4= TLC3702以及運算放大器IC3= TLC2272搭建的測試電路性能。這些相當極端的例子反映了電路處理差別極大的輸入信號之能力。


圖2:帶有調變“雜訊”的500Hz信號。
圖2:帶有調變“雜訊”的500Hz信號。

在圖2中,源信號是一個峰峰值為1.56V的500Hz正弦波被一個2.88V峰峰值的100kHz正弦波所調變的信號,最終是一個疊加在2.5V直流電平之上、峰峰值約為4.4V的合成信號(composite signal)。儘管“雜訊”幅度幾乎是源信號幅度的兩倍,但電路輸出信號仍能以源信號頻率利落地開關切換,並且完全不受高頻調變的影響。


圖3:低幅度輸入信號。
圖3:低幅度輸入信號。

圖3展示了電路對很小輸入信號的響應性能。這裡的源信號是一個疊加於400mV直流電平上、峰峰值約為30mV的100kHz正弦波。輸入信號中(由於不太完美的試驗電路板版圖所引起的)開關尖波(spike)導致輸出信號有一些抖動。注意,圖2中的輸入信號比圖3中的信號大100倍以上。事實上,由於輸入信號保持在比較器和緩衝器的共模範圍內(本例約為0至4V),所以電路可以處理幅度變化達兩個數量級的不同幅度信號。交流耦合只是當信號直流電平超出輸入共模範圍時才需要。


你應該選擇C1和C2來適應預期的頻率範圍。100nF左右的值適合大約300Hz以上的頻率。當小於這個頻率時,應增加採樣電容容量,以防止在VU 和VL上出現過多的衰減紋波。直到100kHz左右,TLC3702比較器都可以很好地工作,但超過這個頻率時,你可能需要選用速度更快的器件了。


需要瞭解的是,當正向峰值檢測器對輸入信號採樣時,電容C1將存儲來自輸入信號的所有電荷;源自輸入的相關電流僅受IC2B導通電阻的限制。同樣的過程發生在處理負向峰值的C2和IC2C上。如果輸入的源阻抗較大的話,這些電流脈衝可能在輸入信號中產生尖波,進而導致不穩定的觸發。因此有必要通過緩衝輸入信號來避免這些問題。


上述電路並不適合所有觸發應用,但對於傳統施密特觸發器的固定閾值不適合的應用來說是非常有用的。如果不是因為我太謹慎而且擔心可能造成人們理解上的困惑,我想把這種電路就叫做史密斯觸發器(註,史密斯(Smith)是本文作者的名字)。





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