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電源/智慧型能源 Share print

隔離式線性交流電源控制

2014年03月12日  | sajjad Haidar

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使用主動器件(例如金屬氧化物半導體場效應電晶體(MOSFET))的線性區域進行電源控制並不是有效的解決方案。但如果電源控制被限制在控制範圍的低位或高位部分,那麼使用線性區域卻是個不錯的選擇。例如,如果我們希望將45W電烙鐵的電源控制在35W至45W之間,則一件主動裝置將可以耗散0.1W到4W的電量。圖1中所顯示的電路正是基於這一點所設計出來的。


圖1<p>
圖1

在這個電路當中,VOM1271光電耦合器是通過簡單的電流源來驅動。VOM1271的最大輸出電壓可達到8.4V。圖2顯示了輸入正向電流(IF)與本質上為線性的輸出短路電流(ISC)之間的關係。在光電輸出未達到開路電壓(8V)時,其行為與恆流源相似。該輸出電壓可用於驅動閾值電壓(VTH)低於8V的MOSFET。


圖2
圖2

對於線性模式下的MOSFET而言,其中的一個難題就是:即使是相同批次的部件,它們的閘-源(gate-source)閾值電壓也會各不相同。在閘-源電壓(VGS)超過閾值之後,漏極電流迅速增加,但VGS的變化卻不大(參考文獻1)。被應用到Q3和Q4閘的輸出電壓(即VGS)根據Q3和Q4的跨導(transconductance)特性而隨時改變,而耦合器輸出端上的MOSFET Q2正是通過這種方式被偏置。


圖3
圖3

圖3顯示了VOM1271正向電流(IF)與閘-源電壓之間的關係。在僅有少量正向電流的情況下,閘-源電壓在增加到膝點電壓(knee voltage)的過程中斜率為m1。因為R5+R6+R7 >> R4,所以該斜率幾乎與(1/(R5+R6+R7))成正比。我們可以調整R7的值從而使膝點電壓(Vknee)與Q3和Q4的閾值電壓(約為4V到5V之間)相匹配。超過膝點之後,隨著正向電流的增加,閘-源電壓的變化速度變慢且此時的斜率m2也更陡,這與MOSFET閘-源電壓與ID的曲線類似。斜率m2是通過微調R4(m2∝1/R4)來進行控制的。


Q3與Q4相連接,如圖所示,以引導交流電。45W的電烙鐵可作為負載,由電路進行控制。因為Q3和Q4的閾值電壓可能會有所不同,所以要利用電阻值為1Ω的兩個電阻(即R8和R9)來抵消它們之間的部分電壓差。因為Q3和Q4獲得的是相同的閘電壓,負載電流較高時會導致電壓降過大,而這往往也會使ID降低。在設定R8和R9的值時應考慮交流負載:交流負載越大,它們的值應越低。


圖4
圖4

圖4顯示了在不同的功率等級下負載兩端的電壓波形圖。由於閾值電壓存在差異,可以看見正負極兩端之間有微小的不平衡,尤其在低功耗的情況下更是如此。這些波形就像是頂部被削平的正弦波波形。然而,與常見的三端雙向可控矽開關控制的波形相比,這種波形的失真會產生射頻干擾(RFI)的可能性較小。


儘管本文中的恆流源是用於電源控制,但也可以用任何其它的控制源來替代。光學隔離可以在交流電情況下保證控制源的安全。儘管本文中的電路是用於交流電源控制,但它也可以用於直流電源控制。



參考文獻:

  1.Electronics - Circuits and Systems, Owen Bishop, Elsevier, 2011, pg. 63.




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